www.radartutorial.eu www.radartutorial.eu Основы радиолокации

Внутриимпульсная модуляция и сжатие импульса

Uвх
Uвых

Рисунок 1. Сигнал на входе (слева) и на выходе (справа) фильтра сжатия. Принятый сигнал на фоне шумов практически не выделяется, но после фильтра сжатия получен отчетливый эхо-сигнал

Uвх
Uвых

Рисунок 1. Сигнал на входе (слева) и на выходе (справа) фильтра сжатия. Принятый сигнал на фоне шумов практически не выделяется, но после фильтра сжатия получен отчетливый эхо-сигнал

Осциллограмма входного и выходного сигнала каскада сжатия импульсов. Шум входного сигнала больше, чем модулированный сигнал, что очень долгое время. В выходном сигнале отдельные участки модуляции задерживаются на меньшую единицу времени и складываются до уровня сигнала, превышающего уровень шума.
Uвх
Uвых

Рисунок 1. Сигнал на входе (слева) и на выходе (справа) фильтра сжатия. Принятый сигнал на фоне шумов практически не выделяется, но после фильтра сжатия получен отчетливый эхо-сигнал

Внутриимпульсная модуляция и сжатие импульса

Сжатие импульса — это общий термин, который используется для описания процесса формирования зондирующего сигнала, происходящего при изменении сигнала в зависимости от электрических характеристик линии передачи. Несущее колебание зондирующего сигнала (его внутренняя структура) модулируется по фазе или частоте, что при приеме эхо-сигналов дает возможность использования специальных методов, позволяющих разрешать в пространстве цели, отклики которых перекрываются. Такой вид модуляции называют внутриимпульсной. Метод, состоящий в сжатии импульсов, был разработан с целью увеличения импульсной мощности за счет сжатия импульса во времени. Этот метод совмещает в себе достоинства зондирующих сигналов большой длительности (высокая энергия) с достоинствами зондирующих сигналов малой длительности (высокое пространственное разрешение). На Рисунке 1 показаны примеры сигналов на входе и на выходе элемента тракта обработки, реализующего метод сжатия импульса.

В импульсных радиолокаторах устаревших типов для достижения требуемой дальности действия необходимо было развивать высокую импульсную мощность. В то же время зондирующий импульс должен был быть коротким, насколько это возможно, поскольку этот параметр определяет разрешающую способность радиолокатора по дальности. В радиолокаторах такого типа требовалось генерировать и излучать большую мощность на протяжении нескольких микросекунд или даже наносекунд. Для этого были разработаны мощные модуляторы и мощные генераторные приборы в виде электронно-вакуумных ламп.

Figure 2: short pulse (blue) and a long pulse with intrapulsemodulation (green)

Скриншот осциллографа показывает различные формы волн передатчиков: короткий импульс (синий канал) и длинный импульс с интрапульсной модуляцией (зеленый канал).

Рисунок 2. Короткий импульс (голубой) и длинный импульс с внутриимпульсной модуляцией (зеленый)

Применение твердотельной технологии не дает возможности получить такие импульсы высокой мощности. Составляющие основу этой технологии электронные приборы (как правило, транзисторы) имеют конечную электрическую прочность и ограниченную рабочую температуру. Следовательно, для получения таких же значений излучаемой энергии, зондирующие сигналы радиолокаторов с твердотельными передатчиками должны быть намного длиннее, то есть должны иметь большую длительность. Однако с увеличением длительности зондирующих сигналов будет ухудшаться разрешающая способность радиолокатора. Для ее улучшения в радиолокаторах, использующих длинные зондирующие импульсы, применяется внутриимпульсная модуляция. В зависимости от того, какой из параметров несущего колебания импульса подвергается модуляции, зондирующий сигнал можно представить в виде отдельных частей, каждая из которых имеет свою частоту или фазу. Отклик цели на такой сигнал можно разделить на отдельные части и объединить их во времени для получения одного короткого импульса. Операция сжатия эхо-сигнала выполняется в специальных фильтрах. Процедура, реализуемая в таких фильтрах, называется сжатием импульса. Теперь оказывается возможным выполнить разделение целей, находящихся внутри области пространства, размеры которой соответствуют длинному излучаемому сигналу. Таким образом, сжатие импульсов позволяет объединить энергетические преимущества длинных импульсов и преимущества в пространственном разрешении коротких импульсов. По причине необходимости модуляции параметров сигнала внутри импульса автоколебательные генерирующие приборы не могут применяться для реализации описанного метода.

Шумы в приемнике всегда имеют широкую полосу частот и случайное распределение. При этом спектральная плотность шума довольно мала в сравнении с эхо-сигналом. Поэтому после фильтра сжатия интенсивность шума значительно уменьшается. Таким образом, при использовании метода сжатия импульса обнаружение цели может происходить даже в случаях, когда амплитуда эхо-сигнала меньше уровня шумов. Очевидно, что при простом амплитудном детектировании (например, на диоде) такой сигнал был бы потерян.

В рассматриваемом методе применяются такие виды модуляции (кодирования) зондирующего сигнала:

Метод сжатия импульса обеспечивает выделение сигнала от цели, перекрытого шумом. Принятые сигналы обрабатываются в приемнике в фильтре сжатия. Фильтр сжатия изменяет относительные фазы отдельных частотных составляющих так, что в результате образуется короткий импульс, называемый сжатым импульсом. В результате дальность действия радиолокатора становится больше ожидаемой, рассчитанной с применением традиционного уравнения радиолокации.

Способность приемника со сжатием импульса улучшать разрешающую способность по дальности в сравнении с обычным приемником характеризуется коэффициентом сжатия импульсов (англ. pulse compression ratio, PCR). Например, значение коэффициента сжатия 50:1 означает, что разрешающая способность радиолокатора в 50 раз меньше по сравнению с традиционным радиолокатором, использующим зондирующий импульс такой же длительности, что и несжатый зондирующий импульс радиолокатора со сжатием импульса. Коэффициент сжатия импульса может быть выражен в виде отношения разрешающей способности, соответствующей немодулированному импульсу длительности τ, к разрешающей способности, соответствующей модулированному импульсу той же длительности, но с шириной спектра B.

PCR = (c0 · τ /2) = B · τ (1)
(c0 / 2B)

Таким образом, этот коэффициент описывается базой сигнала (англ. time-bandwidth product) для модулированного импульса и равен коэффициенту усиления сжатого сигнала по аналогии с усилением в отношении «сигнал-шум» для немодулированного импульса. При использовании коэффициента сжатия импульса (PCR) выражение для разрешающей способности по дальности принимает вид:

Rres = c0 · (τ / 2) = PCR · c0 /2 B (2)

Коэффициент сжатия импульса численно равен количеству отдельных частей зондирующего сигнала, называемых также парциальными импульсами, то есть количеству элементов в коде. Следовательно, разрешающая способность по дальности пропорциональна длительности одного парциального импульса или одного элемента кода. Максимальная дальность действия радиолокатора увеличивается в количество раз, равное корню четвертой степени из PCR.

Следует заметить, что минимальная дальность действия не улучшается при использовании описываемого метода. Излучению подлежит импульс полной длительности и в течение всего времени его излучения передатчик через антенный переключатель будет подключен к антенне, а приемник закрыт. Следовательно, Rmin меняться не будет.

Преимущества
Недостатки

Таблица 1. Преимущества и недостатки метода сжатия импульса

Сжатие импульса для сигнала с линейной частотной модуляцией

Рассмотрим случай, когда зондирующий сигнал представляет собой импульс с линейной модуляцией несущей частоты. Использование сигнала такого типа имеет то преимущество, что схема обработки является сравнительно простой. Однако, имеется и недостаток, заключающийся в том, что в этом случае помеховый сигнал для радиолокатора может быть сгенерирован довольно просто при помощи, так называемых, свиперов (англ. Sweeper).

На Рисунке 3 изображена структурная схема, поясняющая подробнее принцип построения фильтра сжатия для сигнала с линейной частотной модуляцией.

фильтры для частотных составляющих сигнала
линии задержки на длительность составляющей сигнала
сумматоры
Uвх
Uвх
Uвых
Uвых
длительность
частотной составляющей

Рисунок 3. Структурная схема фильтра сжатия (принцип функционирования поясняется анимацией)

фильтры для частотных составляющих сигнала
delay lines for the time duration
сумматоры
Uвх
Uвх
Uвых
Uвых
длительность
частотной составляющей

Рисунок 3. Структурная схема фильтра сжатия

фильтры для частотных составляющих сигнала
линии задержки на длительность
составляющей сигнала
сумматоры
Uвх
Uвх
Uвых
Uвых
длительность
частотной составляющей

Рисунок 3. Структурная схема фильтра сжатия (принцип функционирования поясняется анимацией)

Фильтр сжатия представляет собой простую дисперсионную линию задержки, значение задержки сигнала на выходе которой пропорционально его частоте. В примере, представленном на Рисунке 3, низкочастотные составляющие спектра сигнала получают большую задержку, а высокочастотные – меньшую. На выходе построенного таким образом фильтра сжатия конец импульса догоняет его начало, благодаря чему формируется узкий импульс с большей амплитудой.

Одним из примеров практической реализации метода сжатия импульса с линейно-частотно модулированным сигналом является радиолокатор противовоздушной обороны AN/FPS-117.

В настоящее время в радиолокаторах с линейной частотной модуляцией зондирующего сигнала применяются фильтры сжатия двух типов:

Uвых
t
боковой лепесток
антенны (по углу)
цель
боковые лепестки
по времени (дальности)

Рисунок 4. Вид боковых лепестков сжатого сигнала на осциллографе и на индикаторе В-типа

Uвых
t
боковой лепесток
антенны (по углу)
цель
боковые лепестки
по времени (дальности)

Рисунок 4. Вид боковых лепестков сжатого сигнала на осциллографе и на индикаторе В-типа

Боковые лепестки во времени

Сигнал на выходе фильтра сжатия состоит из сжатого импульса, сопровождаемого всплесками в прилегающих к нему временных интервалах (то есть, на дальностях, отличных от дальности сжатого импульса). Такие всплески называют боковыми лепестками по времени или по дальности. На Рисунке 4 показан вид сжатого импульса для радиолокатора со ступенчатым изменением частоты на осциллографе и на индикаторе типа «В».

Для уменьшения уровня боковых лепестков до приемлемого уровня может быть применена весовая обработка (амплитудное взвешивание) выходного сигнала фильтра по амплитуде. Применение весовой обработки только в тракте приема несколько ухудшает согласованность фильтра, что приводит к некоторым потерям в отношении «сигнал-шум».

Уровни боковых лепестков являются важными параметрами радиолокатора со сжатием импульса. Применение весовой обработки может снизить уровень боковых лепестков во времени до порядка −30 db's.

 

Сжатие импульса для сигнала с нелинейной частотной модуляцией

Использование сигналов с нелинейной частотной модуляцией имеет несколько явных преимуществ. Обработка такого сигнала не требует амплитудного взвешивания для подавления боковых лепестков по времени, поскольку параметры частотной модуляции подбираются таким образом, чтобы обеспечить требуемый амплитудный спектр. То есть, в данном случае, требуемый уровень боковых лепестков достигается без применения весовой обработки.

По этой причине при использовании сигнала с нелинейной частотной модуляцией согласованность фильтра совмещается с низким уровнем боковых лепестков. Следовательно, исключаются потери в отношении «сигнал-шум», вызываемые весовой обработкой, приводящей к рассогласованности фильтра.

Симметричный сигнал имеет первую половину, в течении которой его частота возрастает (или убывает) во времени, и вторую половину, на протяжении которой частота сигнала, наоборот, убывает (либо нарастает). Несимметричный сигнал получается при использовании только одной половины симметричного сигнала (Рисунки 5, 7).

Недостатками сигналов с нелинейной частотной модуляцией являются:

Рисунок 6. Несимметричный сигнал (на выходе формирователя зондирующего сигнала)

Скриншот осциллографа показывает симметричную форму волны, измеренную на выходе-разъеме генератора формы волны.

Рисунок 6. Несимметричный сигнал (на выходе формирователя зондирующего сигнала)

длительность импульса
линейная ЧМ
симметричная
нелинейная ЧМ

Рисунок 5. Симметричный сигнал с нелинейной частотной модуляцией

длительность импульса
линейная ЧМ
симметричная
нелинейная ЧМ

Рисунок 5. Симметричный сигнал с нелинейной частотной модуляцией

длительность импульса

Рисунок 7. Несимметричный сигнал

длительность импульса

Рисунок 7. Несимметричный сигнал

Сжатие импульса с фазовой модуляцией
Структура импульса с фазовой манипуляцией

Рисунок 8. Структура импульса с фазовой манипуляцией

Сигналы с фазовой модуляцией отличаются от сигналов с частотной модуляцией тем, что весь сигнал разделяется на несколько отдельных коротких парциальных импульсов. Как правило, каждый парциальный импульс соответствует ячейке дальности. Парциальные импульсы имеют одинаковую длительность, но излучаются каждый со своей фазой. Фазы парциальных импульсов определяются кодом фазы. Наиболее широко используемым способом кодирования фазы является двоичное кодирование. В этом случае говорят о сигнале с фазовой манипуляцией.

Двоичный код состоит из последовательности «+1» и «-1». В соответствии с этим кодом фазы парциальных импульсов принимают значения 0º и 180º, как показано в примере на Рисунке 8. Поскольку несущая частота не всегда может быть кратна обратной длительности парциального импульса, кодированный сигнал является прерывистым в точках изменения фазы на противоположную.

Длина
кода n
Элементы кодаУровень боковых
лепестков, dB
2+--6.0
3++--9.5
4++-+ ,  +++--12.0
5+++-+-14.0
7+++--+--16.9
11+++---+--+--20.8
13+++++--++-+-+-22.3

Таблица 2: коды Баркера

Выбор закона чередования фаз парциальных импульсов (кода фазы) является критически важным и этот закон не может быть случайным. Такой код должен обеспечивать минимальный уровень боковых лепестков, возникающих после сжатия импульса. Оптимальными в этом смысле являются коды Баркера, которые дают низкий уровень боковых лепестков, имеющих, при этом, одинаковый уровень. Существует только совсем небольшое количество оптимальных кодов Баркера. Они приведены в таблице ниже. При поиске оптимальных кодов было проведено моделирование кодов Баркера длиной до 6000 элементов, однако самым максимальным размером кода среди них является 13. Таким образом, максимальный коэффициент сжатия при использовании кодов Баркера равен 13. При этом уровень боковых лепестков составляет -22,3 дБ.