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Mischstufe

nichtlinear
linear

Bild 1: lineare und nichtlineare Kennlinien


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nichtlinear
linear

Bild 1: lineare und nichtlineare Kennlinien

Wenn zwei unterschiedliche Signale überlagert werden, gibt es zwei Möglichkeiten für das Ergebnis:

Da aber in den seltensten Fällen alle vier Frequenzen gewollt sind, wird einer Mischstufe meist ein Filter nachgeschaltet, um die gewünschte Frequenz von den ungewünschten zu trennen.

Mischdiode

Bild 2: Mischdiode

Bild 3: Schaltbildsymbol und Frequenzdiagramm

Schaltbildsymbol Frequenz- Balkendiagramm

Bild 3: Schaltbildsymbol und Frequenzdiagramm

Dioden für den Einsatz in einer Mischstufe müssen besondere Eigenschaften aufweisen. Es sind meist Germanium- Spitzendioden, weil keine oder möglichst geringe Kapazitäten auftreten dürfen und oft nur sehr geringe HF- Spannungen verarbeitet werden. Deshalb sind die Kontaktoberflächen auch meist vergoldet. Spitzendioden haben leider ein recht hohes Eigenrauschen. In moderneren Radarempfängern werden deshalb oft Schottkydioden mit geringerem Eigenrauschen verwendet.

Mischer werden als „balanced“ bezeichnet, wenn der Eingang der Lokaloszillatorfrequenz vom Ausgang getrennt wird. Seine Frequenz erscheint also nicht mit im Frequenzgemisch des Ausgangssignals. Als „double balanced“ werden Mischer bezeichnet, bei denen dieses auch für den HF-Eingang gilt. Dessen Ausgangssignal besteht nur aus der Summe und der Differenz der Eingangssignale. Fehlt eines der Eingangssignale, gibt es kein Ausgangssignal.

Die Mischung an einer einzelnen HF-Diode gehört der Vergangenheit an. Die Diode in Bild 2 wurde noch in dem Radargerät P–37 verwendet und ist typisch für die Generation mit Vakuumröhren bestückter Empfänger. Heute werden mehr und mehr symmetrische Ringdiodenmischer verwendet. Diese haben zwar durch die größere Anzahl passiver Bauelemente ein geringfügig höheres Eigenrauschen, können aber den Einsatz zusätzlicher (und ebenfalls rauschender) Eingangsfilter vermeiden. (Das Eingangsrauschen im Empfangssignal wird damit nicht beeinflusst!)

Mischer mit Spiegelfrequenzunterdrückung
Leistungs-
teiler
HF-
signal
Local
Oszillator
unteres
Seitenband
oberes
Seitenband
unteres Seitenband:
oberes Seitenband:

Bild 4: Schaltung eines Mischers mit Spiegelfrequenzunterdrückung

Leistungs-
teiler
HF-
signal
Local
Oszillator
unteres
Seitenband
oberes
Seitenband
unteres Seitenband:
oberes Seitenband:

Bild 4: Schaltung eines Mischers mit Spiegelfrequenzunterdrückung

Die einfache Mischstufe hat zwei Ausgangsprodukte, die die Frequenzbedingungen erfüllen und die jeweils ober- und unterhalb der Oszillatorfrequenz liegen, die als Summe (f1+f2) oder als Betrag der Differenz (|f1-f2|) der Eingangsfrequenzen beschrieben werden und die beide den Wert der Zwischenfrequenz ergeben. Die unerwünschte Frequenz ist bekannt als Spiegelfrequenz und kann durch eine besondere Mischerschaltung die im Bild 4 gezeigt wird unterdrückt werden, welche auch Einseitenbandmischer genannt wird.

Wird sin(ω·t) um π/2 verschoben, so erhält man entweder +cos(ω·t) oder –cos(ω·t), je nachdem, ob ω positiv oder negativ ist. Dieses nutzt ein Mischer mit Spiegelfrequenzunterdrückung aus, um die Spiegelfrequenz zu unterdrücken. Das Empfangssignal wird gleichphasig in zwei Wege aufgeteilt. Ein -3 dB Koppler verteilt die ankommende Leistung des Local Oszillators in zwei Teile mit 90° Phasenunterschied für die beiden Mischstufen. In Bild 4 ist ein Schaltungsbeispiel eines Mischers mit Spiegelfrequenzunterdrückung abgebildet. Angenommen: das HF-Eingangssignal habe die Form:

uHF(t) = sin(ωHF ·t)

so wird das im oberen Mischer mit dem Signal des Localoszillators

uLO(t) = sin(ωLO ·t)

gemischt. Dadurch entsteht

u1(t) = sin(ωHF ·t)·sin(ωLO ·t)
= ½·{cos[(ωHFLO) ·t] -cos[(ωHFLO) ·t]}

Im unteren Mischer wird das Eingangssignal mit dem um π/2 verschobenen Signal des Localoszillators multipliziert:

u1(t) = sin(ωHF ·t)·cos(ωLO ·t)
= ½·{cos[(ωHFLO) ·t] +sin[(ωHFLO) ·t]}

Das Echosignal hat für das obere Seitenband eine Phasenlage von +90° und für das untere Seitenband eine Phasenlage von –90°. Im zweiten Kanal entsteht eine zusätzliche Phasenverschiebung von ± 180°. Im dritten 90°-Hybridkoppler wird u2(t) um π/2 gedreht und zu u1(t) addiert. Die Phasenverschiebung von u2(t) liefert:

u2' (t) = ½{± cos[(ωHFLO) ·t) +cos[(ωHFLO) ·t)

wobei das positive Vorzeichen für ωHF > ωLO gilt.

Der dritte Koppler erzeugt wieder eine –90° Phasenverschiebung für die Signale, die nicht auf geradem Weg den Koppler passieren. Das bewirkt eine gegenphasige Summierung des Signals an dem einen Ausgang und eine gleichphasige Summierung an dem anderen Ausgang. Es werden also u1(t) und u2' (t) addiert. Das Ausgangssignal am Anschluss für das obere Seitenband ergibt sich aus:

uZF(t) = u1(t) + u2'(t)
= ½·{cos[(ωHFLO) ·t] -cos[(ωHFLO) ·t]}
+ ½·{±cos[(ωHFLO) ·t] +cos[(ωHFLO) ·t]}
= cos[(ωHFLO) ·t] für (ωHF > ωLO)
= 0 für (ωHF < ωLO)

Analog dazu as Signal am Ausgang für das untere Seitenband. Die Seitenbänder sind somit voneinander getrennt.

Mischer mit Spiegelfrequenzunterdrückung werden oft genutzt, um nur ein Seitenband in der Zwischenfrequenz weiterzuverarbeiten. Hauptgrund ist der Rauschpegel: Das Rauschen aus der Spiegelfrequenz erhöht den Rauschpegel im Empfänger um 3 dB. Ein weiterer wesentlicher Grund ist die Störfestigkeit gegenüber Störleistungen auf der Spiegelfrequenz, die eine Unterdrückung der Spiegelfrequenz im Radarempfänger erfordern.

In der Praxis reicht diese Spiegelfrequenzunterdrückung allerdings nicht aus. Gegenüber durchschlagende Störleistungen sind oft weitere Filtermaßnahmen notwendig.